光通信接收电路基础知识详解
光通信接收电路基础知识详解

12.1光接收器件简介

光接收器件即光检测器，作用是将光纤输出的光信号转换为电信号。对光检测器要求：

①在工作波长范围光电转换效率高；

②检测过程引入的附加噪声尽可能小；

③响度速度快、线性好、频带宽；

④高可靠性，长寿命，尺寸与光纤直径相配，工作电压低。

常见的光检测器有PIN光电二极管和雪崩光电二极管APD(avalanchephotodiode）以及由二者为核心派生出来的组件。



12.1.1 PIN光电二极管

PIN光电二极管是在PN结的P型层和N型层之间夹了一层本征半导体semiconductor)，形成P-I-N结构而得名，如图12.1所示：





如图12.1所示，处于反偏状态的器件，电源在PN结形成的电场E与内建电场Ei同方向，使耗尽区加宽。当光波注入时，能在较宽的范

围内激发出载流子，由于i区有电场，光生载流子以较快的漂移速度向电极移动，形成外部电流：

12.1.2 APD二极管

当耗尽区中的场强达到足够大（~3*1O^5V/cm）时，光生载流子将被加速到很高的速度，在运动过程中与晶格中的原子碰撞时会使之电离，产

生额外的电子空穴对。这些新生电子和空穴也被加速，发生新的碰撞和电离，产生更多的电子一空穴对。这个物理过程称为雪崩效应，它倍增 了一次光电流，使之得到放大。由于倍增过程是随机产生的，倍增增益就取统计平均值。＜g>=G。倍增增益与许多因素有关，如载流子电

离系数，雪崩区的宽度以及反向偏压的高低等。







12.1.3PIN-FET(PIN-TIA)

单个光电二极管作为接收器件使用常常很难实现高灵敏度，在要求高的场合经常将其与前端放大器集成在一个单片电路上并用金属屏蔽体密封。在高阻抗设计中，由于场效应管FET输入阻抗高，常被选为前端晶体管，与PIN管构成所谓的PIN-FET器件。图12.4是一种常见

PIN-FET组件电路，其中Rf引入了电压并联负反馈--这是跨阻放大器所需要的。



图12.4常见PIN-FET电路



图12.5所示的另一种电路没有负反馈。两种电路都使用了共源一共基结构，提供足够的放大器带宽。输出级采用射级跟随器，提高带负载

能力。



与输入级不采用FET时，相应的组件就称为PIN-TIA(Trans-impedanceAlllplifier）。有一些厂家提供单独的TIA放大器，则必须配单

独的PIN管使用，在电路设计时要考虑如何抗干扰。

12.1.4APD-FET(APD-TIA)

APD-FET和PIN-FET类似，只不过APD所需偏置电压较高，所以一般不宜采用图12.4那样的电路，宜采用图12.6那样的电路，或者

带反馈的如LaserITon公司的QDAx-500，如图12.6所示。在深度负反馈（电压并联）条件下，放大器Ul的增益即为反馈电阻值4kQ

。



APD-TIA的应用与PIN-TIA应用类似，由于APD的击穿电压会随温度而变化，在实际应用中对APD的偏压要进行温度补偿，多数APD组件

都集成了温敏元件以便进行补偿。

12.2光接收器的噪声

在光接收器中，可能存在多种噪声源，如图12.7所示。



光信号入射到光检测器上时的随机起伏及光电子产生和收集过程的统计特性，使得信号光电流中不仅有信号成份，还有噪声成份，这种噪声称

为量子噪声（或散弹噪声）,它与信号电平成正比，与接收器滤波器带宽成正比。倍增噪声则是由于APD的倍增过程的统计特征而产生的附

加散弹噪声，它随倍增增益的增加而增加。暗电流噪声指没有光入射时由pn结内热效应产生的电子一空穴对形成的电流，影响暗电流大小的

因素有器件材料、偏置电压及工作温度。在APD器件中，暗电流能被倍增，影响更大。漏电流噪声是由于器件表面的物理特性不完善（缺陷及

污染）所致，它与表面积大小及偏置电压有关，但不会被倍增。背景噪声指光信号中的背景热噪声。

关于接收器噪声的定量分析相当复杂，可参考相关文献进行学习。图12.8示出在给定信噪比（SNR）时的某模拟基带接收器接收光功率的

变化，亦示出了APD的最佳倍增增益Mopt大小，可见随SNR增大，Mopt减小。当SNR>4odB时，采用APD已没有意义。



上述为模拟接收器的情形，对于理解数字接收器也有指导意义。对于场效应管放大器和双极晶体管放大器，输出噪声功率有效值分别为





对于图12.6所示的互阻抗放大器，经过式（12.6）和（12.7）分析发现，反馈电阻Rf所产生的热噪声在低频有些影响，在高速

率工作条件可忽略不计。因此在高速应用中常用互阻放大器作为前放，它增加了带宽，因而减少了对数字光接收均衡器的要求。




12.3跨阻放大器

光电接收器的前端电路种类很多，而跨阻放大器是高阻抗前端的低噪声特性和低阻值反馈电阻的大带宽、宽动态范围特性的一个很好的折衷， 在光纤数字通信中应用非常广泛。











总之，跨阻放大器有许多优点，归纳如下：

①放大器总电阻小，时间常数小，减小了失真，减小了对均衡的要求；

②动态范围大；

③输出电阻小，放大器不易感应噪声；

④负反馈使放大器稳定性提高。

图12.12是一个45Mb/s光通信系统接收机前端电路实例。可以发现，在低噪声放大器中常用Rc电路进行电源滤波，以便去除低频干扰

。R环口Q1,Q2共同组成一个电压并联负反馈电路。

12.4主放大器

经过前置放大器的输出信号，幅度还不一定满足后级电路的要求。前面已经介绍，前置级的增益与动态范围是矛盾的，因此常通过带AGC的主

放大器来保证信号幅度与动态范围。

主放大器一般采用多级电压放大器级联实现，其中的放大单元是增益可调的，如差分放大器、双栅FET构成的放大器，以根据信号幅度的大小

动态调整放大器增益，信号幅度的大小可用峰值检波电路来检测。此外还可以用可变衰减器（如二极管）来改变放大器的增益，图12.13是

自动增益控制原理框图，这里AGC电压不仅作用于主放大器改变其增益，还改变APD的偏压，即改变倍增因子，实现增益自动控制。12.8

节将介绍一种典型的主放大器。



现在随着电路技术的发展，主放＋均衡的方式仅在低速系统中应用，在高速系统中由于动态范围小，常用限幅放大器来代替。

12.5均衡电路

在数字光纤通信系统中，光脉冲信号经过光纤传输后，由于色散和前放带宽影响，脉冲被展宽，这时若接收放大器的传递函数为理想LPF，输

出波形将产生码间干扰，影响接收灵敏度。

为了解决这个问题，需要使用均衡电路。均衡电路的目的是改变整个接收器电路传递函数的滚降特性，以获得有利于判决的输出波形。图12.

14是几种典型的均衡电路，通过微分电路补偿高频分量的滚降，改善输出脉冲波形。



12.6接收机灵敏度、动态范围根据前面的分析，数字光接收机在对光脉冲信号的变换、放大和均衡过程中会产生各种噪声，这些噪声会影响

对信号的判决，造成误码。为减少误码率，要么加大输入光功率，要么减少接收机的输出噪声。研究表明，输入光功率与误码率二者是互相矛

盾的，一般对BER作一个人为规定，在这个条件下接收机所接收到的最小光功率称为接收灵敏度。



接收机过载定义为与灵敏度相同BER条件下的最大输入光功率。过载与灵敏度之差的dB数称为接收机动态范围。




12.7时钟数据恢复CDR(Clock&DataRecOVery)

在数字光纤通信接收机中常听到2R、3R的概念，3R指的是Re洲lplifyillg、Reshaping、Retiming,2R则没有Retiming环节

。2R将光信号恢复为数字电信号，Retiming则通过恢复出来的时钟对恢复的数字信号再定时。一般经过3R电路后，数字信号的眼图得到

极大的改善，抖动相应减小。

典型的定时提取电路（clockrecove动如图12．巧所示。对于O、1等概率分布的NRZ码，功率谱中没有离散谱，必须进行非线性变换

，才能获得时钟分量。微分、整流电路即是进行非线性变换用的，当然也可以用其它非线性变换形式，如平方电路、延迟一异或电路等。PLL

或高Q电路的作用相当于窄带滤波器，取出时钟信号分量，经过整形，获得时钟和数字信号。高Q电路常见的有Lc谐振电路、sAw等。由

于集成电路的发展，直接用PLL从数据恢复时钟越来越普遍。PLL中的重要环节鉴相器，常用Alexander型或B胡gB胡g型实现，多数

CDR需输入参考时钟。



12.8典型电路

12.8.1主放大器





AGC电压AGCZ的控制，从而使放大器增益可变。由于对大信号进行衰减，小信号进行放大，该放大器的动态范围很宽，可达35dB左右。QS

组成一个射级跟随器，根据实际情况可带均衡电路。Qg构成的放大器把信号分为两部分，vout输出给后级电路（如史密特触发器、限幅放

大器等），浑out则送至AGC环路。

D3、D4构成一个包络平均值检波电路，经过滤波和Ul构成的积分电路，获得信号幅度的平均值信息，经过DS电平移位后产生AGC电压

AGCZ。UZ反相放大后的信号作为AGCI去控制可变衰减器。信号幅度大时，AGCZ减小，造成差放增益减小；同时，AGCZ加大，使得Dl

、DZ工作在高偏压区，等效交流阻抗减小，从而在QZ基极得到的信号幅度减小。信号幅度较小时，对应的控制过程正好相反。经过上述自

动增益控制过程，可以保证输出信号的幅度基本不变。

12.8.2PON接收电路



图12.17为PoN(passive。pticalnetwork）接收部分的电路框图，Icl为跨阻放大器，它主要将光探测器送来的微弱电流信号转化

为相应的电压信号，它是光接收机的关键部分，要求它有足够小的噪声，适当的带宽和一定的增益。适合突发模式的跨阻放大器要求其跨阻足

够大，噪声足够小，3dB带宽能从DC到信号速率。为防止噪声影响判决后的数据，通常将跨阻放大器输出的数据经滤波电路后再送入下一级

电路，为防止滤波电路本身在滤波的过程中引入噪声，滤波电路通常采用无源滤波器，由于，型滤波器对信号间的匹配要求较高，为解决这一

问题，图中采用RC滤波器。RC滤波电路的时间常数即4RC应小于所允许的保护比特时间。微分网络主要是提升信号的高频分量，消除突发

信号中的直流分量，形成判决电路所需的边缘。同理，为防止微分网络本身在微分的过程中引入噪声，微分网络通常采用无源微分网络。判决

电路由高增益，宽带宽的限幅放大器通过正反馈电路构成施密特触发器。该施密特触发器可根据微分网络形成的边缘来判决数据。即上升沿判

决为“1”数据，下降沿判决为“O”数据。由于边缘判决法对噪声尤为敏感，故判决前，应对信号充分的进行滤波，以防止判决电路误判

和乱判。图中，Rg为跨阻放大器的跨阻，它主要决定跨阻放大器的增益，直接影响接收电路的接收灵敏度。RIO,RH为跨阻放大器的输出

阻抗，通常Rlo=Rll=50。，CZ为滤波电容，滤波器的截止频率为f=l/(2,RC),该值在设计时应小于信号的带宽。C3,C4

,R12,R13为微分网络，ICZ为高增益的限幅放大器，R14,R巧为正反馈电阻。R16,R17为施密特触发器的负载。d点和e点的判

决电平可由叠加定理推导而出：